摘要：主要以89C2051單片機為核心，通過雙軸加速度傳感器對汽車的運動狀態(tài)數(shù)據(jù)實時采集，實現(xiàn)對汽車 的智能檢測以及對不同時刻的運動狀態(tài)數(shù)據(jù)做出記錄。系統(tǒng)主要由運動狀態(tài)檢測采集器的硬件設(shè)計和系統(tǒng)應(yīng)用 軟件兩大部分組成，采用該裝置提高了檢測精度，降低了成本，簡化了安裝。
關(guān)鍵詞：雙軸加速度傳感器，89C2051, A/D轉(zhuǎn)換，智能檢測
汽車運動狀態(tài)的檢測記錄是汽車智能檢測（黑匣 子)采集的主要數(shù)據(jù)之一，過去一般是通過在汽車傳動 軸、齒輪箱、發(fā)動機等部位加裝各種感應(yīng)傳感器來檢測 汽車的運動狀態(tài)，這樣不但引線煩多，改裝困難，而且 易損壞，不易維修。采用由雙軸加速度傳感器組成的數(shù) 據(jù)采集器只要把該裝置平放在汽車的任何部位，既可 檢測出汽車是否處在加速、轉(zhuǎn)彎、靜止等狀態(tài)。
1 汽車運動狀態(tài)檢測采集器的硬件設(shè)計
1.1基本硬件結(jié)構(gòu)
汽車運動狀態(tài)檢測數(shù)據(jù)采集器的整個電路主要包 括雙軸加速度傳感器信號采集處理電路、信號放大電 路、模擬濾波等。其基本結(jié)構(gòu)如圖1所示。
圖1硬件結(jié)構(gòu)圖
在汽車的運動過程中，與現(xiàn)場環(huán)境相聯(lián)系的雙軸 加速度傳感器以及相關(guān)處理電路的設(shè)計在保證性能的 同時，又要求有較高的可靠性和性能價格比。
1.2加速度傳感器
加速度傳感器從設(shè)計原理上可分為壓阻式、壓電式、應(yīng)變儀式以及伺服加速度計等。從其可靠性和性 能價格比上選用美國ANALOG DEVffiS公司的 ADXL202型壓阻式加速度傳感器，它是一種全信號 調(diào)節(jié)的加速度計，當(dāng)電源電壓為5V時，輸出電壓在零 加速度情況下為2.5V，正加速度時產(chǎn)生正向的電壓變化，負(fù)加速度時產(chǎn)生反向的電壓變化,對于滿量程范圍小于等于10G的情況，最大非線性度為土2%，輸出電壓與電源電壓成比例關(guān)系，電源電壓最大為10.0V， 工作溫度為﹣40C TO +125"C，輸入輸出阻抗為 3.5kΩ,頻率響應(yīng) 0~300Hz，靈敏度6.0/15.0MV/G。 其工作原理為：由硅框架上的多根梁支撐的一塊經(jīng)微細(xì)加工的硅塊組成，當(dāng)被支撐的硅塊運動時造成梁內(nèi) 的應(yīng)力變化，從而使梁內(nèi)的壓敏電阻值發(fā)生變化。器件 的上下兩端都有硅蓋提供過載制止，并使其對強振動 具有非凡的抵抗力，且壽命很長，體積較小，質(zhì)量輕。
1.3信號放大電路
如果汽車從零速度在l0s內(nèi)加速到100m/s，則加速度為1G,因為加速度傳感器的靈敏度為6.0/15.0MV/G，所以采用兩級放大器構(gòu)成放大電路，其結(jié)構(gòu)如圖2所示。
圖2 電路圖
第一級由和A3組成同相并聯(lián)差動運算放 大電路，為了取得最佳的低頻響應(yīng)，必須把該級的輸入 端直接耦合到加速度傳感器上，因此我們將該級的增益設(shè)計得較低，以降小該級的輸入偏流，避免輸出m號 的飄移過大。木木組成同相差動帶增益的電壓跟隨 器，大大提高了電路的輸入阻抗，它對共模信號有很高的抑制比。對差模信號的放大倍數(shù)為：
A3為一獨立的差動式放大器，調(diào)節(jié)Rf可使電阻對稱，減小誤差，進一步提髙共模抑制比，通過計算可得第一級的綜合放大倍數(shù)為：
第二級由A3形成同相比例放大電路，其放大倍數(shù)為32。
二級放大總的增益為800,由于傳感器的頻繁響 應(yīng)范圍要求放大器具有〇?300Hz的帶寬，所以利用 第二級放大器A4,通過Q和C2組成有源帶通濾波電 路，以抑制干擾。放大電路中另一個值得注意的問題是 當(dāng)傳感器位置變動時，由于G的作用可能會引起放大 器的輸出飽和，因此在電路中加人電子開關(guān)S。，當(dāng)放大器輸出飽和時，通過比較器自動驅(qū)S。瞬時接通，C1迅速充電,從而使輸出脫離飽和狀態(tài)。
在該放大電路的設(shè)計中，雖然可使用常規(guī)低偏流 運放，但是從實際出發(fā)，我們先選用單電源運放如 LM324、LM358、F3140。由于其輸入級差分電路采用 PMOS器件，使它的輸入電阻可髙達1.5M，具有極低的輸入失調(diào)電壓，并且可省去調(diào)零電路和外接偏置電阻，使整個放大電路變得更為緊湊，調(diào)試更為方便，也降低了功耗。
1.4傳感器數(shù)據(jù)采集器的動態(tài)較零
輸入級電路雖然采用了具有補償及自動調(diào)零的運 放電路，但并不能完全克服放大 器的零點漂移。當(dāng)設(shè)備連續(xù)工作 時，其影響尤為明顯，因此在設(shè) 計傳感器數(shù)據(jù)信號采集的硬件 時，我們還采用了動態(tài)校零技校零控制術(shù)，取得了良好的效果。使用該技術(shù)在硬件電路上只需 作簡單的改動，既可用兩個同步工作的模擬電子開關(guān) 如4066、AH5012連接在輸入端與放大器之間，如圖3所示。
以A通道為例，每次正式采樣前，先由CPU發(fā)出 校零控制信號使&斷開&接通，接著讀入“零”位信號得V。，并將其存入零位值寄存單元，然后復(fù)位校零 控制信號，既使&接通S2斷開，采樣讀入迭加了“零” 位信號的運動信號數(shù)據(jù)[4。顯然實際的信號采樣值 即為R4 = VAQ-y。。對于模擬電子開關(guān)導(dǎo)通電阻引起 的“零”位讀數(shù)偏差，由于它是一個穩(wěn)定的常量,可以通 過實驗分析由軟件編程進一步予以消除。
1.5模擬濾波電路
汽車在運動過程中由于車體本身的震動和點火 線圈產(chǎn)生的高壓干擾信號都會影響數(shù)據(jù)的正常采集， 該高壓干擾信號通常用低通濾陷器和電源去耦濾除， 而由于車體本身的震動產(chǎn)生干擾信號必須用陷波電路濾除，實踐證明，用 圖4所示的陷波電 路濾除效果較好。其傳遞函數(shù)是：
G(S)=1-(KTS/( (TS+1)(ts+1)))
其中：T=RC，t=R1C1，K=R1/R
1.6 A/D轉(zhuǎn)換（結(jié)構(gòu)框圖如圖5)
圖5中X25045是帶有up監(jiān)控及看門狗定時器的EEPR0M，4位數(shù)碼管由帶串行接口的MC14499 和74HC00驅(qū)動。AT89C2051是一種帶2k字節(jié)閃速 可編程可擦除只讀存儲器（PER0M)的低電壓，高性 能CM0S8位微處理機。該器件采用ATMEL高密度， 非易失存儲器制造技術(shù)制造，與工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)MCS-51指 令集和輸出管腳相兼容，是一種高效價廉的微處理機。 對于模擬輸入通道的設(shè)計串行接口的模數(shù)轉(zhuǎn)換器愈來 愈受到設(shè)計者們的關(guān)注，串行A/D轉(zhuǎn)換器接口設(shè)計簡 單，芯片體積小，信號線大大減少，易于采取隔離措施， 而且許多串行接口芯片的工作模式可編程，設(shè)計靈活， 其中MAXIN公司的二通道14BIT串行ADC MAX110在從串行接口讀取數(shù)據(jù)的同時還完成下一次轉(zhuǎn)換過程控制方式數(shù)據(jù)的寫入（包括轉(zhuǎn)換啟動控 制），這樣便可實現(xiàn)數(shù)據(jù)的自動采集，在程序設(shè)計時，數(shù)據(jù)采集進程獨立設(shè)計，數(shù)據(jù)按預(yù)先設(shè)定的方式自動存 儲到循環(huán)隊列中，完成和主進程的數(shù)據(jù)交換給系統(tǒng)程 序的設(shè)計提供了很大的方便。由于過程控制速度要求不高，ADCMAX110轉(zhuǎn)換時間達10MS，且可編程控 制，精度和速度也可以滿足數(shù)據(jù)采集的要求。串行 ADC MAX110的轉(zhuǎn)換方式和標(biāo)定由芯片控制字確 定，控制字確定了MAX110 A/D轉(zhuǎn)換的通道、速度等各種工作方式，MAX110的控制字包含：轉(zhuǎn)換時間控 制、SCLK與過采樣頻率的比率控制、輸入通道選擇、 增益標(biāo)定控制、內(nèi)部振蕩器掉電控制、模擬部分掉電控 制、每次轉(zhuǎn)換按新送入的控制字工作。MAX110采用 與SPI QSPI串行接口通信協(xié)議兼容的串行接口標(biāo) .準(zhǔn)，當(dāng)微處理器檢測到MAX110轉(zhuǎn)換完標(biāo)志BUSY變高 時AD中斷產(chǎn)生，中斷服務(wù)程序首先將串行時鐘信號 SCLK初始化為零，再將MAX片選信號CS置低，開始 串行數(shù)據(jù)的全雙工傳輸，單片機送MAX110轉(zhuǎn)換命令 字，同時接收MAX110轉(zhuǎn)換結(jié)果，數(shù)據(jù)的發(fā)送和接受 過程是：首先，CPU將要送命令字的最高位送到 MAX110接受命令字的引腳DIN，然后將SCLK置 高，MAX110利用SCLK時鐘信號的上升沿將命令字 最高位讀人，微處理機再將SCLK置低，使SCLK出 現(xiàn)下降沿，MAX110在下降沿將轉(zhuǎn)換結(jié)果的第2位送到DOUT引腳，然后CPU將命令字的第2位送到 DIN引腳，再將SCLK置高，MAX110利用SCLK的 上升沿讀入命名字的第2位，微處理機讀入MAX110 轉(zhuǎn)換結(jié)果的第2位。如此循環(huán),直到將16位數(shù)據(jù)接收 完畢，或低完成數(shù)據(jù)交換，最后將③引腳置高，當(dāng) MAX110的被置高時，MAX110開始新的轉(zhuǎn)換.轉(zhuǎn) 換的工作方式由剛接收到命令字確定，微處理器模數(shù) 轉(zhuǎn)換中斷結(jié)束,工作時序如圖6所示。
A/D轉(zhuǎn)換 器MAX110的 啟動包括標(biāo)定 和轉(zhuǎn)換控制宇的設(shè)置，耗時較長，設(shè)計時將 MAX110設(shè)置為連續(xù)轉(zhuǎn)換方式，本次轉(zhuǎn)換啟動下次轉(zhuǎn) 換，下次轉(zhuǎn)換的轉(zhuǎn)換控制字由本次提供，這樣 MAX110就可以連續(xù)產(chǎn)生采集數(shù)據(jù)中斷，實現(xiàn)數(shù)據(jù)的自動采集。
2 系統(tǒng)應(yīng)用軟件設(shè)計
2.1軟件總體結(jié)構(gòu)
軟件總體結(jié)構(gòu)如圖7所示。
編程所采用的軟件環(huán)境Vision for WindowS98。 整個運動狀態(tài) 信號數(shù)據(jù)采集 的軟件采用模 塊化結(jié)構(gòu)，以便于維護和擴充，該軟件主要包括初始化、動態(tài) 校零、采樣、并行通訊管理、WDT等常規(guī) 模塊，還包括運動狀態(tài)信號數(shù) 據(jù)預(yù)處理的專 用濾波軟件模塊。如汽車的高壓點火產(chǎn)生的干擾濾波及漂移濾波等。
2.2交流千擾濾波算法
考慮到傳感器可能接觸的環(huán)境因素，在采集到運動信號數(shù)據(jù)中必然會存在一定的高壓交變干擾信號， 鑒于運動信號的頻譜主要在0~300Hz范圍內(nèi)，因此不能采用常規(guī)的平均濾波或點阻濾波算法，為此我們 選用了適用于運動信號數(shù)據(jù)的“增量預(yù)估"濾波算法， 此濾波算法主要原理是通過三角恒等式和一些采樣數(shù) 據(jù)，估算出正弦波出現(xiàn)的幅值，經(jīng)過計算判斷該交流信 號是否存在于采集信號中，如有則減去，使實際運動信 號保存下來。顯然正確預(yù)估值干擾信號的幅值是整個 算法的關(guān)鍵，其主要依據(jù)是利用三角恒等式：
1，2…可以認(rèn)為&表示工頻正弦干擾信號在一個采樣 周期內(nèi)的相位變化，由上式可從兩次采樣時相位為夕 和的干擾幅值預(yù)估出下一次采樣時相位0+沒的 正弦波干擾信號幅值，將上式乘以振幅可得高頻干擾 信號的差分方程
為了在遞推算法中不斷修正預(yù)估值與實際采樣干 擾值的偏差，我們作誤差估計函
式中為可能包含交流干擾的實際采樣值，由 于在兩次采樣間隔內(nèi)與是十分接近的，從而由上式可知，在算法的初始階段如果估計過大，則 F趨于較大的負(fù)值，反之F趨于較大的正值，當(dāng)F接 近于零時，說明交流干擾信號的預(yù)估值接近實際值。因 此在濾波程序中，通過判斷廠的大小就可確定在上加上或減去其修正值當(dāng)然要適當(dāng)選擇?如果 取得太小會影響算法的收斂速度，而太大會造成 震蕩，初始干擾幅度我們迭加為0.2MV。
2.3漂移濾波算法
在運動信號數(shù)據(jù)采集過程中，由于許多因素(如溫 度、電壓不穩(wěn)等)都可能引起緩慢的偏流深移.目前我 們仿照克服漂移的經(jīng)典的模擬濾波器，經(jīng)離散化后得到了漂移濾波算式，調(diào)試后取得了滿意的結(jié)果。模擬濾波器的傳遞函數(shù)為
式中 Ｔ=1.024S .
對上式求Z變換得：
對應(yīng)的差動方程為
由上式不難編制相應(yīng)的濾波程序。
3 結(jié)束語
應(yīng)用單片機實現(xiàn)的運動信號數(shù)據(jù)采集器可以方便地采集并記錄每一時刻的運行記錄?？朔艘€的麻煩，通過硬件和軟件所采用的有關(guān)技術(shù)顯著地改善了 所采集運動信號的品質(zhì)，實踐表明該智能運動狀態(tài)檢 測數(shù)據(jù)采集器運行穩(wěn)定，能耗低，具有良好的應(yīng)用前景。（作者：段杰奇，段毅）
